1 引言
近年来，射频电路在数字电视中得到广泛应用，作为数字电视发射机中十分重要的大功率功
放模块，如何做到功率、增益与线性度的最优化是当前的重要课题。由于功放管特性曲线的
非线性，在大信号情况下工作的功放会产生非线性失真，功放管输出功率越大，非线性失真
也越严重。功放管的热稳定性和过压保护，也是设计功率放大器的特殊要求。按照系统指标
要求，设计实现了一种可用于数字电视发射机的75 W 大功率的功放模块。其系统的工作频
段为170～230 MHz，功放管的静态工作点为Vds=28～32 V，Vgs=3.7～4.1 V，带内增益20
dB 以上，线性功率最大输出为75 W，回波损耗15 dB。
2 原理及设计方案
功放模块在功能上可以分为射频放大电路和直流馈电电路。射频放大电路进行射频信号功率
放大，它是功放的主体部分，决定了功放的主要性能指标，如增益、输出功率、功率平坦度、
线性度等。直流馈电电路为功放管提供可调的电压偏置，有合理的保护措施来防止功放管的
损坏，提供温度补偿并采用负反馈技术以提高线性度。
2.1 射频放大电路
图1 为射频功放模块放大部分的电路原理框图，采用平衡放大器的结构，射频信号首先进入
3 dB 耦合器，将射频信号一分为二，并将其中一路引入90°的相移，分别进行功率放大，然
后再由输出耦合器引入90°附加相移使两路信号恢复同相，将输出功率合成。另外，3 dB 耦
合器的另一端接50 Ω 的负载。
功放管选择的是Freescale 公司的MRF9060，它采用横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)
技术的N 沟道增强型场效应管。LDMOS 管用高集成无源和有源区域来代替传统的大功率射
频芯片分立的有源区，比较容易组成内部输入输出匹配网络，金属化栅极可以减少串联电阻、
增加功率增益。MRF9060 采用共源的工作模式，具有良好的散热特性。栅、漏极之间屏蔽
层降低了反馈电容，较长的栅极长度可满足较大范围的动态增益和线性要求，具有良好的抗
失配能力(SWR<10)。MRF9060 一般工作于AB 类状态，其增益与栅源电压Vgs 成正比。
MRF9060 工作参数如下：在945 MHz 双频信号输入下，最大输出功率为60 W，功率增益
为17 dB，效率为40％，三阶交调IMD 为-31 dBc。虽然MRF9060 可以在工作频带内达到
60 W 的功率输出，但为了保证功放的线性度、温度稳定性、使用可靠性，延长器件寿命，
其功率一般保持在最大功率的1／3～1／2。
输入输出匹配网络是在源和负载之间插入一个无源网络，使得两者间的阻抗共轭相等，反射
最小，从而形成最大功率传输。随着频率增高分立元件的寄生效应会非常明显，而电感相对
于电容有更高的电阻性损耗，所以在设计中采用了几段微带传输线间隔配置并联电容的复合
型匹配网络。具体设计流程如下：首先在Smith 圆图上确定源阻抗和匹配阻抗的位置，通过
串联传输线和并联电容来进行两者间的阻抗转换。需要注意的是，稍稍改变电容的位置，就
会在很大程度上影响到最终的阻抗值，因此在定位时需要仿真结合实测来精确定位。根据微
波电路理论，两段传输线的总长不变，通过改变并联电容在两者之间的位置就可以获得很大
的阻抗匹配范围。在设计匹配网络时还要考虑有载品质因数QL，表示为
式中；f0 为中频频率；BW 为带宽。由公式(1)可知，带宽指标决定了系统的QL，而QL 又
由Smith 圆图上各节点的最大品质因数Qn 来决定，因此必须以适当增加电路元件的数量为
代价来调整系统带宽的自由度，以便寻找一种满足带宽指标的阻抗匹配网络电路形式。
2.2 直流馈电电路
直流馈电电路主要由稳压电路、四路分压网络、两路减法器、过压保护电路和负反馈电路组
成，其原理框图如图2。首先30 V 直流电压源进入稳压电路，稳压芯片采用L78M15，输出
15 V 的直流稳压，分别[page]为减法器和负反馈电路的各芯片提供Vcc。同时15 V 电压分成两路，
通过分压网络和减法器分别提供两片MRF9060 的Vgs，减法器采用两片高速运放LM7171。
减法器的正输入端为通过固定分压网络后的直流电平6.7 V，另一路通过可调的分压网络后，
输出3.9～4.5 V 到减法器的负输入端，这样在MRF9060 的栅极可获得3.6～4.1 V 的电压，
通过调节分压网络中电位器决定不同的Vgs，从而调节整个功放模块的增益。而MRF9060
的漏源电压Vds 由30 V 直流电压源提供。
过压保护电路由两个三极管9013 级联构成，见图3。在30 V 直流电压输入下，经过稳压二
极管DZ1 后输出为12 V，再经过DZ3 后输出为2 V，经过R30 和R34 的分压，BG2 的基极
电压为0.1 V 左右，因此BG2 未导通，这样BG3 的基极电压达到了0.7 V，BG3 导通，这
样由于三极管的开关特性，Rce 很小，Vce 为0.2 V 左右，这样Vout 可近似看成接地，且连
接到可调分压网络，作为其参考电位。而当输入电压过大时，BG2 管会导通，这样BG3 的
基极就会被限制在0.2 V 左右，使得BG3 截止，这样相当于可调分压网络中串入了100 kΩ
以上的Rce，使得减法器负输入端增大，输出Vgs 变小，使MRF9060 截止，保护了功放管。
反馈电路可以提高系统的线性度。功放模块一方面要考虑效率，另一方面由于多电平调制技
术的需要，需克服非线性。可以用信号与三阶交调的信噪比来表示系统的线性化程度，如下
式
式中：G1(V／(V·W))，A1(rad／W)分别是AM-AM，AM-PM 转换系数；G0 为系统的线性
增益；Pin 是输入平均功率。可以看出，随着输入功率的不断提高，功放接近饱和，信噪比
极大，因此必须通过反馈来降低AM-AM 转换系数，使得增益保持在一个稳定的值上。在
闭环状态下，射频信号输入通过二极管进行功率检波，得到的功率包络通过一级运放进行电
平系数调整，最后输入到两路减法器的反向输入端，从而调节Vgs 来控制功放的增益。反
馈电路采用LM7301 构成差分放大电路，可以保证较大范围的射频功率反馈输入，增加系统
输出功率的动态范围。另外，LM7301 和LM7171 具有相同的温度特性，反馈电路在开环状
态下还能补偿温漂给两路减法器带来的噪声，有良好的温度稳定性。
3 仿真与分析
由2.2 中对直流馈电电路的分析可知，模块在工作时功放管的Vgs 是动态变化的，这就给射
频放大电路的仿真带来了很大的困难，而仿真的目的是要确定合适的匹配网络和静态工作点
从而实现模块的主要指标。因此先给功放管一个固定的静态工作点，在此前提下进行仿真，
通过定性分析搞清各元件对系统的影响程度，以达到基本满足系统指标的结果。之所以不对
直流馈电电路进行全面的仿真是因为其确定性比射频放大部分电路高很多，最后实测得出的
偏差可通过调节各差分放大器的反馈电阻来调节。然后在此基础上制板调试，可见，加入直
流馈电电路后的动态偏置将进一步提高模块的各项指标。
3.1 仿真环境
采用ADS2005A 射频仿真软件，安装Freescale 射频大功率模块库，选择MRF9060 作为功
放管。介质基板介电常数为2.65，材料是聚四氟乙烯，介质厚度0.8 mm，传输线厚度忽略
不计。功放管的静态工作点设置为Vgs=4.1 V，Vds=30 V。直流电源与功放管的栅极、源极
间都有射频线圈，用来隔离射频信号与直流偏置，直流电源与地接大退耦电容，匹配网络传
输线之间有串联电容作为级间隔直电容。
3.2 S21 与S11 曲线
系统指标要求170～230 MHz 内增益大于20 dB，并且功率平坦度为0.5 dB。射频线圈的值
一般取在纳亨(nH)量级，数值较大时，增益越小，陡峭程度越好，反之，增益增大，陡峭程
度变差。在射频信号通过耦合器输出后一开始就并联一个纳法(nF)级的可调电容进行滤波。
如2.1 节所述，有载品质因数Q[page]L 和带宽紧密相关，决定了S21 的主要波形，适当多加几级
传输线和并联电容的组合才能满足功率增益的波形。大体调出S21 曲线后，再开始协调S21
和S11 曲线，主要是通过调节集总电容的值及其位置。在基本确定了传输线级数和长度后，
再进行布线来合理布局以便占用较小的空间。如图4 为仿真结果，S21，S11 在工作频带内
的值由m1 至m5 分别标出，可见，S21 在带内的波动小于0.65 dB，带内平坦度和带外抑制
度有一个权衡。S11 在通带中央达到了最小值，即-30 dB 左右，但却以通带边缘的反射较大
作为代价，即在170 MHz 为-8.786 dB，在230 MHz 为-10.78 dB，还有待进一步改善。
3.3 三阶IMD 与1 dB 功率压缩点的仿真
在大功率工作情况下，线性度对保证信号的质量尤为重要。功放的线性度主要由三阶IMD
和1 dB 功率压缩点这两个指标来表征，设计如下的仿真模型检验模块的可靠性。
仿真模型的射频输入端为双音输入信号，频率间隔为1 MHz 且功率相同，图5 为功率仿真
曲线示意图，m1，m2 与m3，m4 分别表示有用输出信号和三阶交调信号的功率值，并且得
到三阶IMD。在工作频带的不同频率下，对射频输出信号的功率值进行扫描，图6 即为功
放模块的三阶IMD 在大功率输出情况下在工作频带内的三阶交调信噪比特性仿真曲线，曲
线m1，m2，m3 分别表示在170 MHz，200 MHz，230 MHz 时的情况。可以看到，三阶IMD
在170～230 MHz 的工作频带内基本保持稳定，有较高的频率稳定性；三阶IMD 在输出功
率为45 dBm 时好于-20 dBc，在40 dBm 情况下好于-42 dBc；三阶交调截点IIP3 由曲线拟合
得出为44.315 dBm，结果较为满意。
图7 为功放模块的增益在不同频率下对输出功率的扫描曲线，m1，m2，m3 分别为170 MHz，
200 MHz，230 MHz 频率下的增益；可见，1 dB 功率压缩点在170 MHz 下略差，为47.6 dBm，
而在工作频带内一般都大于48.75 dBm(75 W)，从而满足了最大75 W 线性功率输出的要求。
4 测试结果
带宽指标和线性度要求选择合适的器件及电路形式；可靠性上需要设计保护电路并在故障条
件下提供有效的保护。上述设计及仿真验证基本符合以上原则。按照仿真的参数制作印刷电
路板，即介质厚度0.8mm，介电常数2.65，铜片厚度0.035 mm。
模块的调试与测试过程如下，直流电源典型输入为30 V，然而在25～32 V 间的输入电压都
能有效工作。当供电大于32 V 后，过压保护电路开始工作，提高了减法器的负输入端电平，
使得Vgs 降低，有效地保护了功放管。调整电位器，可以测得Vgs 的动态范围为3.6～4.1V，
与设计的预期要求一致。用网络分析仪调试S21 和S11 曲线，要注意待测器件DUT 后需要
接30dB 或40 dB 的衰减避免仪器的损坏。类似于仿真过程，通过调整匹配网络中各集总参
数的值和位置，获得理想的S21 和S11 曲线。当Vgs=3.9 V 时，静态电流为1.7 A，带内增
益为20 dB，平坦度小于1 dB，3 dB 带宽为150～240 MHz。在频率低端的抑制度不如高端
陡峭，这可以通过调节输入端带通滤波器的可变电容来加以调节改善。增益的调节范围为
18～22 dB。S11 曲线调试的结果比仿真更为理想，带内增益达到了-20 dB 以下。
以下对功放模块驱动数字电视信号时的性能加以测试：信源MPEG-2 视频流输入到调制器，
产生与DVB-T 兼容的COFDM 信号，中频36 MHz 变换到功放的工作频带200 MHz，频谱
宽度配置为8 MHz。功放模块驱动该功率信号后，当输出功率信号有效值为10 W 时，信号
获得20 dB 的功率增益，带内的DVB-T 信号信噪比为28 dB，测试表明驱动性能良好，功
放模块性能符合设计要求，如表1 所示。
5 结论
给出了可用于数字电视发射机中75 W 射频功放模块的设计，对模块的各个功能电路进行了
详细分析，充分考虑到增益、线性度[page]和温度稳定性等主要技术指标要求，并且通过仿真和实
验测试验证了模块的所有功能，从而证明了设计方案用于数字电视发射机的可行性。